利用多埠向量網路分析儀（VNA）分析高速數位通道

向量網路分析儀（VNA）在訊號完整性領域中逐漸被使用作為時域量測與分析工具，具有 8 埠或以上的 VNA，可大幅縮短測試時間；整個測試環境保持相同溫度下，可對於公差極小、接近測試限制線的被測物（DUT），同時量測所有參數可提升精度；本文透過 R&S ZNBT 8 埠向量網路分析儀的實際量測數據，詳細示範如何對一個 20 吋高速背板上的兩組差分對進行全面的訊號完整性 (SI) 分析與除錯。

前言

向量網路分析儀（VNA）在訊號完整性領域中，越來越常被使用在時域量測與分析，現代 VNA 提供多種時域分析功能，如眼圖（Eye Diagram）與時域反射儀（TDR），分別如圖 1 與圖 2 所示，眼圖可透過遮罩設定快速判定被測物（DUT）是否通過測試，而 TDR 圖則可協助迅速定位設計問題。

VNA 同時能提供準確的頻域資料，即 S 參數，這些資訊對設計分析極具參考價值，本文也簡要介紹對頻域量測較不熟悉的工程師與技術人員需了解的對數、分貝（dB）與 S 參數基礎，由於 VNA 具備高訊雜比（SNR）及極低接收雜訊水平（Receiver Noise Floor），因此能產生極為精確的量測數據，本文亦簡述 SNR 與接收雜訊底的概念，方便初學者了解高動態範圍量測的原理；此外，本文也將探討使用 8 埠 DUT 測試的熱效益。

本文亦將示範利用 VNA 對一塊 20 吋背板中的兩組差分對進行分析與除錯，這兩塊背板分別採用 Rogers 3003 與 Rogers 6202 材料製作，每種材料各有兩個版本：「劣化版」與「正常版」，劣化版背板經刻意處理使其眼圖「閉合」。

在此實例中，使用 8 埠 R&S ZNBT-20 的時域與頻域功能，進行實際的設計除錯，以找出圖 1 中眼圖閉合的根本原因，並恢復為開啟狀態的眼圖；雖然時域資料對部分工程師而言更直觀，但頻域資料能提供時域無法單獨揭示的設計問題資訊。

圖 1：劣化背板與正常背板在 5 Gbps（2.5 GHz）PRBS 25-1 下的眼圖比較
 

圖 2：劣化背板與正常背板的時域反射儀（TDR）比較

如圖 6 所示，8 埠 VNA 可在單一測試配置中完整量測雙通道高速數位通道，透過對 VNA 頻域資料進行反傅立葉轉換，即可轉換至時域，包含如圖 1 所示的眼圖與圖 2 所示的 TDR 波形。

頻域資料可提供多種參數，如近端串擾（NEXT）、遠端串擾（FEXT）、差分對內偏移（Intra-Pair Skew）、差分對間偏移（Inter-Pair Skew）、差模與共模轉換（Differential to Common Mode Conversion）、共模與差模轉換（Common Mode to Differential Mode Conversion）、插入損耗（Insertion Loss）及反射損耗（Return Loss）；掌握背板在頻域中的完整特性（如 S 參數），可讓工程師獲得評估與除錯設計所需的全部資訊。

2. 分貝（Decibel）概述

分貝（dB）是頻域中處理 S 參數時最常用的單位之一，若已熟悉分貝的概念並能輕鬆進行換算，可直接跳至下一節；但若你平時慣用伏特（V）或毫伏（mV）而不熟悉 dB，花幾分鐘了解它將非常值得，理解分貝是理解 VNA 數據的第一步，第二步則是理解 S 參數（下一節將介紹）。

分貝是一種對數單位，用於表示比值並壓縮數值範圍，對高速數位工程師而言，它有幾個明顯的優點：

• 可大幅縮小表示大比值時的數字範圍，例如功率比 2:1 為 3 dB，而 100,000,000:1 為 80 dB。
• 在 VNA 量測中，功率範圍可達 10¹²（約 120 dB）以上，因此以 dB 表示數值更直觀實用。

功率比的分貝定義：
dB = 10 * Log10 ( P2 / P1 )
其中 與 為兩個功率值。

放大器增益（Gain）：
Gain in dB = 10 * Log10 ( Output Power / Input Power )
損耗電路（Loss）：
Loss in dB = 10 * Log10 ( Input Power / Output Power )

範例：
若輸出 1 mW、輸入 10 mW：
10 * Log10 ( P2 / P1 ) = 10 * Log10 ( 1 mW / 10 mW) = -10 dB
→ 負號代表功率損失。

若輸出 10 mW、輸入 1 mW：
10 * Log10 ( P2 / P1 ) = 10 * Log10 ( 10 mW / 1 mW) = 10 dB of gain
→ 正號代表功率增益。

dBm 與 dBW 的換算：
以 1 mW 為基準：
10*Log10(Power mW) = Power dBm

例如：10 mW = 10 dBm，由於 1000 mW = 1 W，因此：
30 dBm = 0 dBW

對數的乘法特性：
乘法可轉為加法，例如2500 x 63 難以心算，但轉為 dB 後只需：
34 dB +18 dB = 52 dB

電壓與功率的關係：
功率與電壓平方成正比，因此：
10 * Log ( P2 / P1 ) = Log10 [(V2 2/R) / (V12/R)] = 20 * Log10 (V2 / V1 )

電壓分貝表示法：
20*Log10(Voltage V) = Power dBV
60 dBmV = 0 dBV。
在射頻（RF）領域中，若無特別說明，電阻 一般假設為 50 Ω。

2.1 使用分貝（Decibels）

在處理功率時，只需記住以下幾個基本換算關係：

分貝 (dB)	功率比 (倍數)	百分比 (%)
1 dB	≈ 1.25	—
3 dB	2	—
10 dB	10	—
-1 dB	≈ 0.8	80%
-3 dB	0.5	50%
-10 dB	0.1	10%

根據這些基本換算，可推導出以下常用值：

範例說明：

• 若輸入為 0 dBm（1 mW），電路損耗 20 dB，則輸出為 -20 dBm（0.01 mW）。
• 若輸入為 0 dBV（1 V），電路損耗 20 dB，則輸出為 -20 dBV（0.1 V）。

無論以功率或電壓為單位，20 dB 的損耗即為 20 dB 的損耗。
差別在於換算倍率：

• 20 dB 損耗代表功率降低 100 倍。
• 20 dB 損耗代表電壓降低 10 倍。

再例如：

• 若輸入為 0 dBm（1 mW），損耗 6 dB → 輸出為 -6 dBm（0.25 mW）。
• 若輸入為 0 dBV（1 V），損耗 6 dB → 輸出為 -6 dBV（0.5 V）。

因此：

• 6 dB 損耗代表功率降為原來的 1/4。
• 6 dB 損耗代表電壓降為原來的 1/2。
  無論哪種情況，通道的損耗都是 6 dB。

3. S 參數（S-parameters）概述

S 參數是使用 VNA 進行頻域分析時最常用的比值之一，S 參數包含實部（Real）與虛部（Imaginary）兩個分量，可用多種形式表示：

• 實部與虛部（Real/Imaginary）
• 幅值與相位（Magnitude/Phase）
• dB 幅值與相位（dB Magnitude/Phase）

若已熟悉 S 參數，可直接跳至下一節；若你平時慣用「電壓或毫伏對時間」的波形觀察方式，那麼花幾分鐘了解 S 參數將非常值得，理解 S 參數是理解 VNA 數據的第二步。

二埠網路（2-Port Network）

一個二埠網路可用下圖表示：

圖 3：二埠網路中 S 參數的電壓定義

注意：電壓 V1+ 與 V1- 並非差分電壓，而是入射電壓（Incident Voltage）與反射電壓（Reflected Voltage），當一個電壓 V1+ 施加於埠 1 時，部分能量會被反射回訊號源形成 V1-，其餘能量則通過網路傳輸至埠 2 形成 V2-；同樣地，若從埠 2 施加電壓 V2+，則部分能量會反射為 V2-，另一部分則傳輸至埠 1 形成 V1-。

S 參數的定義

對於二埠網路，S 參數的定義如下：
Sii = Vi- / Vi+ = Γi

其中 Γ 為反射係數（Reflection Coefficient）。

具體表示如下：
S11 = V1- / V1+ V2+ = 0
S22 = V2- / V2+ V1+ = 0
S21 = V2- / V1+ V2+ = 0
S12 = V1- / V2+ V1+ = 0

其中：

• S11：反射損耗（Return Loss）
• S21：插入損耗（Insertion Loss）

對稱性與互易性

對於二埠網路：

• 對稱性（Symmetry）：S11 = S22
• 互易性（Reciprocity）：S21 = S12

由上述定義可知，S 參數本質上是比值（Ratio），由於對數（Log）同樣表示比值，因此以分貝（dB）表示 S 參數最為自然，圖 4 展示了 8 埠網路的電壓定義，圖 5 則示意了 8 埠網路的散射矩陣（Scattering Matrix）。

圖 4：8 埠網路中 S 參數的入射與反射電壓定義

圖 5：8 埠 VNA 的散射矩陣（Scattering Matrix）

若對一個被動元件的埠 1 輸入 1V 訊號，透過 S 參數可快速判斷能量的分布情況，例如：

• S11 = –18 dB（@ 2.5 GHz）
• S21 = –20 dB（@ 2.5 GHz）

根據換算：

• S11 = –18 dB
  → 以 6 dB 為每 1/2 的比例：

S11 = - 18 dB = -6 dB – 6 dB – 6 dB = 1/2/2/2 = 0.125 * 1 = 0.125 V
→ 代表有 0.125 V 的能量被反射回訊號源（Port 1）。
→ 因此，傳入裝置的能量為 0.875 V，顯示阻抗匹配良好（依反射係數 Γ 定義）。

• S21 = –20 dB
  → 換算為 0.1 × 1V = 0.1 V。
  → 表示有 0.1 V 傳輸至 DUT 的 Port 2，其餘約 0.775 V 能量在裝置內損耗。

能量守恆定律（Law of Conservation of Energy）
在 S 參數中可表達為：

對於被動元件，該式成立，且損耗百分比可表示為：



此公式可用於快速估算能量在被動電路中反射、傳輸與損耗的比例。

4. 訊噪比與系統動態範圍

訊噪比與系統動態範圍是一個內容詳細、需要大量訓練才能理解的主題，本節簡要介紹此主題，以說明 VNA（向量網路分析儀）具有高訊噪比和高系統動態範圍的量測優勢。

訊噪比 (SNR)

訊噪比 (Signal to Noise Ratio) = SNR = S/N

接收器的理論雜訊底限不可能低於以下簡單的雜訊功率定義：

雜訊功率 = Pn = kTB

• k = 波茲曼常數 (Boltzmann’s Constant)= 1.38* 10-23 J/K
• T = 絕對溫度 (Temperature in Kelvin)= 290 K (室溫)
• B = 頻寬 (Bandwidth in Hz)

向量網路分析儀 (VNAs) 在使用 1 Hz 和 10 Hz 中頻頻寬時，能夠實現非常低的雜訊底限，透過此方程式計算出的雜訊底限是可達成的最小值，而實際的雜訊底限會比這個值高 25 至 40 dB。

系統動態範圍

動態範圍的一般定義是元件或系統的所需工作範圍（通常是線性範圍），VNA 能夠實現高動態範圍，因為測試訊號相對於接收器雜訊底限而言很大，儘管如此，VNA 仍可能實現 140 dB 的線性系統動態範圍；如果以 10 mW (例如 10 dBm) 的功率激發待測裝置 (Device Under Test, DUT)，則可達成 120 dB 的訊噪比 ($1,000,000,000,000 = 120 dB)。

使用20 GHz 頻寬時（如同高速示波器常見的情況），可以計算出其雜訊功率比採用 1 Hz 中頻的 VNA 高約 102 dB，VNA 能更好地「看穿」待測裝置 (DUT) 的高損耗並保持高精確度，這是因為它能維持高訊噪比 (SNR)。

如果一個 20 GHz 頻寬的時域示波器具備 30 dB 的動態範圍，而正在量測一個損耗為 30 dB 的待測裝置，則將達到 0 dB 的訊噪比，無法從這次量測中取得任何有意義的數據。

5. 8 埠 VNA 的優勢

5.1 縮短測試時間

將量測系統從 4 埠轉換至 8 埠，對於具有兩個差分對的待測裝置 (DUT) 而言，可顯著縮短至少減少三分之二的測試時間，舉例來說，量測兩個差分對所需的差分插入損耗 SDD21、差分回波損耗 SDD11、近端串擾 (NEXT)、對內延遲差 (Intra-Pair Skew) 和對間延遲差 (Inter-Pair Skew)，至少需要圖 7 所示的 3 組測試設置。

使用 8 埠 VNA 可將這 3 組測試設置減少為圖 6 所示的 1 組測試設置，在設計除錯時，可能還會有額外的測試設置，而所有這些測試設置均已包含在 8 埠 VNA 的設置中。

圖 6： 8 埠 VNA 量測兩個差分對的測試設置
 

圖 7： 使用 4 埠 VNA 量測兩個差分對的基本測試設置

4 埠測試設置的限制與 8 埠 VNA 的效益

差分插入損耗 SDD21、差分回波損耗 SDD11 和近端串擾 (NEXT) 在使用 4 埠測試裝置時（如圖 7 所示），需要 3 組測試設置；由於每個差分埠需佔用 2 個埠，因此兩個差分對共需 4 個埠。

• 圖 7 的設置 1 可用於評估差分對 1 的 SDD21、SDD11、差分轉共模 (SCD21)、共模轉差模 (SDC21) 和對內延遲差 (Intra-Pair Skew)。
• 圖 7 的設置 2 可用於評估差分對 2 的SDD21、SDD11、SCD21、SDC21 和對內延遲差。
• 圖 7 的設置 3 可用於評估近端串擾 (NEXT)。

這些 3 組測試設置可由圖 6 所示的單一設置取代。

轉換效益

從 3 組測試設置轉換為 1 組，可節省超過三倍的時間，此舉還能減少測試纜線及其待測裝置 (DUT) 或測試夾具的插拔次數，從而延長其壽命，並降低損壞風險。

5.2 減少熱漂移，提高量測準確度

透過從 4 埠 VNA 轉換至 8 埠 VNA，可以提高由於熱漂移（例如室溫變化）引起的量測準確度，測試實驗室的溫度可能在一日內變化 1 或 2 度，這會導致微小但可能產生重大影響的誤差，在生產環境中，溫度變化可能更大，這同樣會導致誤差，對產品報廢率造成顯著影響。

熱漂移與 DUT 的影響

例如，一個待測裝置 (DUT) 的對內延遲差 (Intra-Pair Skew) 要求可能為小於 10 ps，而預期延遲差範圍在7.5 ps 到 9.5 ps 之間，如果通道 1 在上午使用測試設置 1 量測，而通道 2 在下午量測，溫度變化可能導致 DUT 的機械尺寸發生微小改變（例如，金屬會隨溫度變化而膨脹或收縮），進而造成傳播延遲的輕微變化；儘管 VNA 本身經過溫度穩定處理並可重新校準，但 DUT 的行為可能隨溫度改變，此外，介電常數也會隨溫度變化，且介電材料（例如絕緣體）的膨脹和收縮方式與金屬不同；儘管難以預測待測裝置 (DUT) 在溫度變化下的行為，但轉換到 8 埠 VNA 可以完全避免這個問題。

8 埠 VNA 的同時量測優勢

使用 8 埠 VNA 時，所有量測都是同時進行的，這可以確保在量測過程中，DUT 的溫度保持恆定。

註：此處的比較是針對 4 埠測試設置而言，一個差分對可能在上午測試，而另一個可能在下午、隔日或未來某個時間點才進行測試。

對於具有極嚴格公差要求，例如：對內延遲差需小於 10 皮秒 (ps) 的元件，能夠在單一時間點（可能少於 1 毫秒）和單一溫度下完成整個裝置的測試，對於降低產品報廢率極為有利，單一測試設置還可避免測試纜線在不同待測裝置 (DUT) 或 DUT 測試夾具連接器之間的連接、斷開和重新連接操作，這有多重優勢：

單一設置的優勢

減少纜線移動與損耗：
消除了因更換測試設置而對測試纜線進行的移動和彎折，這有助於最大程度地減少纜線移動引起的相位和振幅變化，並延長測試纜線的使用壽命；纜線的微小移動雖只造成小誤差，但對於對內延遲差要求極度嚴苛（例如 < 10 ps）的元件來說，仍可能導致其無法通過生產測試。

對某些工程師來說，對內延遲差 (Intra-Pair Skew) 需小於 10 皮秒 (ps) 的要求可能看似苛刻，但在許多情況下是必要的。

系統級延遲差預算應用

如果端到端的對內延遲差總預算為 150 ps，且每塊電路板消耗 50 ps，那麼只剩下 50 ps 的延遲差預算給予連接兩塊電路板的所有部件（連接器、背板連接器插針區、纜線等），在許多情況下，待測裝置 (DUT) 是以極小的餘裕通過測試。

升級測試系統的效益

從傳統測試系統遷移到新系統，及其帶來的準確度提升，能對產品報廢率產生顯著影響，若維持良好的訊噪比，相位相位準確度為 +/- 2度的傳統測試裝置，可以被相位相位準確度優於 0.4 度的現代測試裝置取代（參見表 1）。

如果已知頻率範圍 Δf，相位準確度可轉換為時間差 Δt：
時間差 Δt 約等於 0.5 ps (在 Δf = 2 GHz 時)
時間差可以是 10 ps 對比 9.5 ps，對於剛好低於測試限制線的待測裝置 (DUT)，這可能決定產品報廢率的差異。

圖 8： 延遲差預算 (Skew Budget) 在系統層面應用之圖示

表 1： R&S ZNBT 20 的振幅和相位準確度

備註：由於時域轉換的關係，相位值無法直接計算為延遲差值。

不應依賴量測誤差來通過測試，您可能會期望 2 度的量測誤差能對您有利，並幫助您通過測試，實際上，量測誤差並非如此運作，它有時對您有利 2 度，有時則對您不利 2 度，也可能落在兩者之間的任何數值。

從 4 埠 VNA 轉向 8 埠 VNA 可以延長測試纜線的壽命，這是因為測試纜線連接器具有有限的插拔次數，一個插拔循環定義為纜線連接器連接到測試設置並斷開的整個過程。

插拔次數與壽命

• 使用 4 埠 VNA 測試兩個差分對時，需要 3 組測試設置，因此有 3 次插拔循環。
• 使用 8 埠 VNA 測試兩個差分對時，只需 1 組測試設置，因此僅有 1 次插拔循環。

減少插拔次數可以延長測試纜線及待測裝置 (DUT) 或其測試夾具的壽命，減少插拔次數同時降低了測試夾具或 DUT 損壞的可能性。

減少間歇性故障

當測試夾具連接器磨損或損壞時，故障可能是間歇性的，這種間歇性連接問題可能導致一次測試失敗，而緊接著的下一次測試卻通過，使其極難偵測，更換磨損的測試夾具通常被視為預防性維護措施；因此，從 4 埠 VNA 轉向 8 埠 VNA 可以降低預防性維護的頻率。

6. 使用 8 埠 VNA 進行的實務除錯情境

接下來的兩個章節包含差分部分和單端部分：

• 差分數據與除錯：
  此部分包含在差分量測配置下，使用 R&S®ZNBT20 量測到的不良退化背板與理想乾淨背板的差分 VNA 數據。
• 單端數據與除錯：
  此部分包含在單端量測配置下，使用 R&S®ZNBT20 量測到的不良退化背板與理想乾淨背板的單端 VNA 數據。

6.1 差分數據與除錯

我們在 8 埠 R&S®ZNBT20 向量網路分析儀上量測了嚴重退化的眼圖和理想的乾淨眼圖，並在圖 1 中展示，圖 2 顯示了在同一台 VNA 上量測到的退化背板與乾淨背板差分對的 TDR 數據圖，雖然時域數據提供了寶貴資訊，但並未包含評估高速數位通道所需的所有資訊。

VNA 頻域分析優勢

透過對時域數據進行傅立葉變換，可以計算出頻域數據；而對頻域數據進行反傅立葉變換，則可計算出時域數據，使用 VNA 並在頻域工作的優勢已在先前章節中列出；現在我們將利用 VNA 頻域 S 參數數據的特性，快速且輕鬆地識別導致圖 1 中眼圖退化的問題，我們將從退化眼圖開始，並分析多個 S 參數數據圖。(注意： 本節討論中將忽略分貝的小數部分，僅使用整數分貝值，以便快速理解所提出的概念。)

圖 9 是圖 1 中退化眼圖的放大版本，以便觀察更多細節（如眼圖最大值、眼圖最小值等），圖中雖未顯示，但可以根據任何測試標準輕鬆定義並顯示眼罩 (Eye Mask)。

圖 9： 使用 R&S ZNBT20 量測的 20 吋背板之退化眼圖

差分回波損耗 (SDD11) 分析

圖 10 中的差分回波損耗 (SDD11) 顯示追蹤 8（淺綠色線）的性能很差，由紅色箭頭所指處可見，此差分對存在問題，因為其差分回波損耗約為 -5 dB（-5 dB 約等於 0.32），仔細觀察可發現，追蹤 6 的性能也比追蹤 2 和追蹤 7 差，追蹤 2 和追蹤 7 表現一致，而追蹤 6 則較為不穩定，追蹤 8 則非常不穩定。

這說明了使用 S 參數的一個主要優勢：只要注意到追蹤 8 在約 11 GHz 處比其他線差約 15 dB，就能清楚看出追蹤 8 有問題，這是使用頻域 S 參數的顯著優勢，時域分析則不具備這種直觀的洞察力；在 2.5 GHz 的基頻（即 5 Gbps）處，差分回波損耗約為 -12 dB（如虛線青綠色線所示）。

差分回波損耗 (SDD11)

-12 dB 的 SDD11 代表有大量功率被傳輸到待測裝置 (DUT) 中，只有極少量的功率被反射回 VNA，每注入 1 瓦特的功率到 DUT 中，約有 63 毫瓦的功率被反射回 VNA 訊號產生器，同樣地，每 1 伏特的電壓中，有 0.3 伏特的電壓被反射回 VNA 訊號產生器。

圖 10： 不良退化背板與理想乾淨背板的差分回波損耗 SDD11

差分插入損耗 (SDD21)

圖 11 中綠色追蹤 3 的差分插入損耗 (SDD21) 顯示，在 2.5 GHz 處有 15 dB 的損耗（如標記 1 所示），標記 1 的值顯示在圖 11 左側影像的右下角；15 dB 的損耗代表每向 DUT 注入 1 瓦特的功率，約有 31 毫瓦的功率能穿過 DUT；同樣地，每 1 伏特的電壓中，有 178 毫伏的電壓能穿過 DUT；此外，在圖 11 所示的量測中，紅色箭頭指示綠色追蹤 3 在 2.1 GHz 處有約 27 dB 的極大損耗。

週期性損耗與不連續點

此外，還可以注意到，這個最小值以週期性出現，如兩端帶箭頭的藍色線所示，傳輸的週期性行為表明線路上有兩個缺陷，造成多重反射和干涉，它們之間的距離 Δl 可以通過頻率週期 Δf 計算出來：Δl 等於 c 除以（兩倍的 Δf），在此，由於 Δf 約為 4 GHz，可推算出兩個不連續點之間的距離約為 Δl = 38毫米。

差分插入損耗 (SDD21) 的額外分析

對圖 11 中差分插入損耗 SDD21 的額外分析顯示，藍色追蹤 9 在標記 2 處的 7.5 GHz（即 2.5 GHz 的第三諧波）有極大的損耗，該值約為 -26 dB，即 26 dB 的損耗；對於高速數位背板而言，這是一個過度的損耗量，該差分對將會嚴重衰減訊號的第三諧波。

圖 11： 不良退化背板與理想乾淨背板的差分插入損耗 SDD21

差模轉共模轉換 (SCD21, SCD43) 分析

圖 12 所示的差模轉共模轉換（SCD21 和 SCD43 追蹤）分析顯示，有極大量的差分訊號（例如奇數模式）正在轉換為共模訊號（例如偶數模式），在約 2.1 GHz 處出現一個轉換峰值，其數據圖上的數值約為 -5 dB；而在 2.5 GHz 處，其數值約為 -7 dB（如標記所示）；這個 2.1 GHz 的峰值與圖 11 中追蹤 3 出現的最大損耗點相關聯。

同時此追蹤也具有週期性（如青綠色箭頭所示），從這些頻率的週期性，可以確定造成眼圖退化的兩個干涉不連續點（缺陷）之間的距離資訊，圖 12 中對差模轉共模轉換的額外分析顯示，在整個背板中，差分訊號有顯著的轉換為共模訊號，這種轉換對於高速數位背板來說，代表著過度的損耗，在頻域對背板進行的分析，提供了時域分析無法提供的寶貴資訊。

共模轉差模轉換 (SDC21, SDC43) 分析與訊噪比

進一步分析圖 12 中的共模轉差模轉換（SDC21和 SDC43）顯示，有大量共模能量正在被轉換回差模，從圖 12 的 SDC21 和 SDC43 數據圖可見，這些訊號約比 0 dBm（1 毫瓦）的基頻振幅低 12 dB（注意：此處討論使用的是略低於 2.5 GHz 的峰值），這表示使用此背板的通訊系統中，可達成的最佳訊噪比僅為 12 dB。

訊號到達時間分析

此外，使用相同的 VNA 測試設置，可以準確確定這些訊號由於背板中不當的設計問題而到達接收器的時間，如圖 13 所示，訊號到達接收器時，相位相差 43 度（追蹤 46 減去追蹤 44）和 36 度（追蹤 47 減去追蹤 45），VNA 執行的相位量測極為準確，R&S ZNBT40 的相位準確度如表 1 所示，這些數據圖的含義現將總結如下。

圖 13： 共模轉差模解纏繞相位 (Common Mode to Differential Mode Unwrapped Phase)（度）

訊噪比與 SDC21 訊號

SDC21 訊號是一個誤差訊號，因為它不受歡迎並會干擾基頻或主要訊號，由於它具有與隨機雜訊相同的影響，使用此背板的通訊連結中，可達成的最佳訊噪比約為 12 dB。

圖 12： 不良退化背板與理想乾淨背板的差模轉共模轉換 SCD21 和 SDC21

圖 14： 差分線路的近端串擾 (NEXT) 與遠端串擾 (FEXT) 定義

近端串擾 (NEXT) 分析

分析圖 15 的 NEXT 數據圖顯示，高速背板的兩個差分對之間存在顯著耦合。

• 綠色追蹤 35 數據圖顯示，兩個差分對之間的耦合約為 -15 dB。
• 紅色追蹤 34 數據圖顯示，兩個差分對之間的耦合約為 -26 dB。

兩者差異何在？以及為什麼需要量測待測裝置 (DUT) 兩端的 NEXT？

為了理解這些數據圖的含義，需要檢視測試設置，圖 16 說明了 NEXT 測試設置：

• 黑色箭頭代表背板一端（埠 1 和埠 3）兩個差分對之間的耦合。
• 銅色箭頭代表背板另一端（埠 2 和埠 4）兩個差分對之間的耦合。

紅色追蹤 Sdd31 是背板一端的 NEXT，而綠色追蹤 Sdd42 是背板另一端的 NEXT，這兩條追蹤之間的振幅差異約為 11 dB，此差異告訴我們，耦合是發生在圖 16 測試設置中振幅較大的 Sdd 側（物理埠 2、4、6 和 8），使用 8 埠 VNA 可以在單一測試設置中執行這兩項量測，而 4 埠 VNA 則需要第四組測試設置。

圖 15： 不良退化背板與理想乾淨背板的差分近端串擾 (NEXT)

圖 16： 8 埠 VNA 與背板近端串擾 (NEXT) 測試設置

遠端串擾 (FEXT) 分析

圖 17 說明了退化背板中存在的遠端串擾 (FEXT)，儘管在 2.5 GHz 處，兩條追蹤之間沒有顯著差異，但這些追蹤證實正在量測的背板存在問題，FEXT 量測顯示在 2.5 GHz 處，兩個差分通道的耦合約為 18 dB。

• 圖 17 中紫色的追蹤 36 由圖 18 中的銅色箭頭表示。
• 圖 17 中金色的追蹤 37 由圖 18 中的黑色箭頭表示。

在 2.5 GHz 的基頻處，-18 dB 的耦合表示每有 1 伏特的電壓沿傳輸線傳播，就會有 125 毫伏特的雜訊被第一個差分對感應到第二個差分對上，反之亦然。

近端串擾與遠端串擾的差異

NEXT（近端串擾）量測評估的是奇數模式耦合 (Odd Mode Coupling)，而 FEXT（遠端串擾）評估的是偶模耦合 (Even Mode Coupling)，FEXT 的相位也可以被量測，並用於確定此訊號相對於主訊號和訊號的 SDC21 分量，將在何時到達接收器，這類似於圖 13 中提供的解纏繞相位 (unwrapped phase) 量測。

圖 17： 不良退化背板與理想乾淨背板的差分遠端串擾 (FEXT)
 

圖 18： 8 埠 VNA 與背板遠端串擾 (FEXT) 測試設置

6.2 單端數據與除錯

先前的章節分析了差分 S 參數，儘管這些數據很有價值，但它們無法提供差分對中的哪一條線（或追蹤）確切造成了問題的資訊，問題可能出在其中一條線、另一條線，或兩者皆有；單端 S 參數可用來判斷差分對中的某一條線是否比另一條線更差，這能極大地幫助設計工程師確定設計問題的確切位置。

單端回波損耗 (S11) 分析

圖 19 顯示了單端回波損耗 S11，可以立即看到由藍色追蹤 S55 和紅色追蹤 S77 所代表的其中兩條導體存在顯著的阻抗不匹配，此圖顯示在 2.5 GHz 處，反射能量與入射能量的比值約為 4 dB，這是高回波損耗；這些單端數據圖允許人們確定是差分對中的哪條單獨追蹤造成了眼圖閉合，從此數據圖中可以看出，有兩條追蹤存在問題。

圖 19： 不良退化背板與理想乾淨背板的單端回波損耗 (S11)

單端插入損耗 (S21) 分析

圖 20 顯示了單端插入損耗 (S21)，可以立即看到由紫色追蹤 S65 和金色追蹤 S87 所代表的其中兩條導體存在顯著的損耗，此圖顯示傳輸能量與入射能量的比值約為 -14 dB，這是高損耗；這些單端數據圖確定了是差分對中的哪條單獨追蹤造成了眼圖閉合，從此數據圖中可以看出，有兩條追蹤存在問題，且這些數據圖證實了從圖 19 得出的結論。

圖 20： 不良退化背板與理想乾淨背板的單端插入損耗 (S21)

單端插入損耗解纏繞相位分析

評估訊號通過傳輸線或差分對的傳播延遲的一個準確方法，是分析圖 21 所示的單端插入損耗解纏繞相位，單端插入損耗解纏繞相位是指訊號沿差分對的單一導體成員傳播時，其訊號相位的時間延遲（以度為單位），這是確定傳輸線電氣長度或時間延遲的極為準確方法。

從這些數據圖中可以立即看出，差分對的其中兩部分存在多個重大問題，首先注意到的是圖 21 上方數據圖中追蹤的錯位，仔細檢查可以發現，紫色追蹤比綠色追蹤快約 160 度的相位，對於數位 NRZ 訊號，一個位元週期是 180 度的相位，而這個延遲達到了 160 度的相位，這表示該訊號幾乎比其差分夥伴提早了整整一個位元週期到達，這種相位延遲將體現為圖 12 中所見的高差模轉共模轉換，這種訊號在時間上的嚴重錯位，迫使訊號在時間上產生「延遲差」（Skew），並導致圖 9 中所見的「眼圖閉合」。

6.3 頻域數據總結

可以斷定，這個背板存在多個重大問題：

• 圖 19 顯示單端回波損耗非常顯著，這表明存在嚴重的阻抗不匹配（透過 S11 等於反射電壓除以入射電壓來判斷）。
• 圖 20 顯示單端插入損耗圖中存在顯著損耗。
• 圖 21 顯示訊號在時間上嚴重錯位，導致過度的差模轉共模轉換和訊號延遲差 (Skew)，這是由物理長度差異和耦合問題引起的延遲所造成的。

8 埠 VNA 的優勢

所有這些頻域 S 參數數據圖都可以使用 8 埠 VNA 在單一量測設置中完成，時域數據，包括眼圖和 TDR 圖，都可以從高準確度的 ZNBT-20 頻域數據中推導出來。

時域反射計 (TDR) 分析

TDR 圖呈現在圖 22 和圖 23 中，它們顯示了輸入端（埠 1、3、5、7）的單端阻抗分佈，這些數據圖顯示，在四條追蹤中，有三條的末端相對於 50 歐姆呈現電容性區域，這類問題可能由多種因素引起，包括追蹤間隔太近（電感耦合）、追蹤互相交叉運行（電容耦合）、連接器問題、介電材料問題等。

頻域與時域數據的價值

雖然眼圖是待測裝置 (DUT) 將進行的「最終測試」，但它無法提供任何關於設計問題的深入見解，頻域數據則能提供寶貴的見解，例如：SCD21 和 SDC21，同時，時域數據也具有價值，擁有完整的時域和頻域數據集，能幫助工程師做出良好的決策，從而加快產品上市時間。

圖 22： 埠 1、3、5 和 7 的 TDR 圖

圖 23： 埠 2、4、6 和 8 的 TDR 圖

7. Rohde & Schwarz 的多埠 VNA

R&S ZNBT 是市場上第一款提供多達 24 個整合測試埠的多埠向量網路分析儀，該儀器可以同時測試多個待測裝置 (DUT) 或量測一個多達 24 埠的 DUT，即使在大量埠數的情況下，它也能提供較短的量測時間；此外，它還具有寬動態範圍、高輸出功率級別以及高功率處理能力的輸入埠。

頻率範圍選擇

該儀器提供兩種不同的頻率範圍：

• R&S ZNBT8：工作頻率範圍從 9 kHz 至 8.5 GHz。
• R&S ZNBT20、R&S ZNBT26 和 R&S ZNBT40：工作頻率範圍分別為 100 kHz 至 20 GHz、26.5 GHz 和 40 GHz。

應用領域

這些特性使 R&S ZNBT 成為行動通訊、無線通訊和訊號完整性等應用的理想選擇，該儀器主要用於主動和被動多埠元件的開發和生產，例如：GPS、WLAN、Bluetooth 以及多頻帶行動電話的射頻前端模組，其卓越的性能也可用於對基地台濾波器和其他高選擇性元件進行高效分析。

R&S ZNBT 的性能優於切換式矩陣的多埠系統，其高整合度使其成為一個非常緊湊的解決方案，能夠分析多達 24 個埠的元件，同時所需的機架空間不超過一台 R&S ZNB；便捷的使用者介面使其易於處理非常複雜的多埠量測，R&S ZNBT 支援各種遠端控制選項，並易於整合到自動化測試系統中，例如：用於執行相控陣列天線量測，圖 24 為 24 埠 R&S ZNBT 向量網路分析儀。

R&S ZNBT 型錄下載 >

圖 24： 24 埠 ZNBT 向量網路分析儀

以下是 R&S ZNBT 向量網路分析儀的功能與優勢：

多埠量測變得輕鬆簡單

• 可在高功率電平下進行量測

適用於重視速度的測試情境

• 埠數多時仍能保持較短的測試時間
• 掃描時可同時進行數據傳輸
• 儀器測試配置間的快速切換
• 透過 TTL 訊號控制測試順序
• Handler I/O 介面用於控制外部部件處理器
• 同時測試多個 DUT
• 分段掃描以優化速度和準確度
• 擴展動態範圍，適用於高阻擋濾波器的快速量測

出色的量測特性

• 快速且準確
• 高長期穩定性，適用於長時間校準間隔
• 適用於各種應用的校準方法
• 校準單元加速多埠校準

主動和被動元件的複雜分析

• 超過 100 條追蹤和通道，用於分析複雜元件的特性
• 廣泛的虛擬匹配網路，用於即時嵌入／去嵌入
• 放大器和混頻器的變頻量測
• 平衡 DUT 簡單快速的特性分析
• 時域分析，具備門控功能和眼圖顯示
• 電壓和電流量測
• 射頻前端模組（FEMs）的量測